这一章在干嘛？
给 FET 搭「小信号等效模型」，然后像第 5 章分析 BJT 一样，逐个分析共源、共漏（源随器）、共栅三种组态的增益与阻抗。最后把 D-MOSFET、E-MOSFET 的模型也补齐——FET 放大器高输入阻抗、低噪声，是很多前端电路的心头好。
8.1 两个关键参数：gm 与 rd
FET 是压控电流源：栅压变化 ΔVGS 引起漏极电流变化 ΔID。跨导 gm 描述这个「电压→电流」的转换效率：
g
m
= ΔI
D
/ΔV
GS
= g
m0
·(1 − V
GS
/V
P
) g
m0
= 2·I
DSS
/|V
P
|
原书图 8.1：g_m 的定义：转移曲线上 Q 点处的斜率
输出端看，漏极特性曲线在放大区并不完全水平，微微上翘，用输出电阻 rd 描述：
原书图 8.6：r_d 的定义：漏极特性曲线在 Q 点处的斜率的倒数
直觉：
g m 越大放大能力越强（Q 点越靠近 I DSS 越大）；r d 通常几十 kΩ 起，初步估算常按开路处理。
8.2 JFET 等效模型与共源放大
把 FET 翻译成电路语言：输入端近乎开路（栅极无穷阻），输出端是受控电流源 gmVgs 并联 rd：
原书图 8.8：JFET 小信号等效电路：压控电流源 g_m·V_gs + r_d
共源组态（固定偏置放大器）：信号进栅极、出漏极，输出与输入反相：
原书图 8.10：共源固定偏置放大器
Z
i
= R
G
Z
o
= r
d
∥R
D
A
v
= −g
m
·(r
d
∥R
D
) （r
d
≫R
D
时 ≈ −g
m
R
D
）
8.3 自偏压与分压偏置放大器
自偏压电路若 RS 不并联旁路电容，会引入负反馈使增益下降（Av ≈ −gmRD/(1+gmRS)）：
原书图 8.15：自偏压共源放大器：R_S 决定偏置，也影响增益
分压偏置版同理，只是栅极电位由分压网络定：
原书图 8.21：分压偏置共源放大器
工程习惯：
要增益就在 R S 上并大电容（旁路）；要稳定就留着 R S 。和 BJT 的 R E 一模一样的取舍。
8.4 共栅与源极跟随器
共栅组态：信号从源极进、漏极出，输入阻抗低（≈1/gm）、不反相，高频性能好：
原书图 8.24：共栅放大器：信号从源极进、漏极出
共漏组态（源极跟随器）：输出从源极取，增益略小于 1、不反相，输入阻抗极高——当「阻抗变换器/缓冲器」用：
原书图 8.28：源极跟随器：A_v≈1，高输入低输出阻抗
三组态速记：
共源=反相有增益（干活的）；共漏=跟屁虫（缓冲的）；共栅=低进低出（高频的）。和 BJT 的共射/共集/共基一一对应。
8.5 D-MOSFET 与 E-MOSFET 放大器
D-MOSFET 因为 VGS 可正可负，交流模型与 JFET 相同：
原书图 8.33：D-MOSFET 交流等效模型：与 JFET 一致
E-MOSFET 的受控源改用 gm=2k(VGS−VT) 表达，典型接法是漏极反馈与分压偏置：
原书图 8.36：E-MOSFET 小信号模型
原书图 8.37：E-MOSFET 漏极反馈放大器：R_G 兼做偏置与信号通路
原书图 8.41：E-MOSFET 分压偏置放大器
1. g_m 的物理意义是什么？怎么从手册参数估算最大值？
g_m 是转移曲线在 Q 点的斜率，表示栅压对漏极电流的控制能力。最大值 g_m0=2I_DSS/|V_P|，Q 点越靠近 V_GS=0，g_m 越大。
2. 共源放大器的增益为什么是负号？
共源从栅极进、漏极出：栅压升高→漏极电流增大→R_D 压降增大→漏极电位下降。输入输出反相，所以 A_v=−g_m(R_D∥r_d) 带负号。
3. 源极跟随器增益小于 1，那它图什么？
图阻抗：输入阻抗极高（几乎不从前级取电流），输出阻抗低（≈1/g_m），能把高内阻信号源「缓冲」后驱动低阻负载，增益损失换隔离。