这一章在干嘛？
Q 点搭好后，小信号怎么放大？答案是：把三极管换成一个简单的「re 等效模型」，剩下的就是纯电路计算。本章给你一套通用流程：画直流通路定 Q 点 → 画交流通路换模型 → 求 Z i 、Z o 、A v 。三种组态各算一遍，最后打包成对比表。
5.1 re 模型：把三极管简化成三个元件
小信号下，BE 结在 Q 点附近就是一颗动态电阻 re，输出侧是一个受控电流源 β·Ib：
原书图 5.16：共射组态的 re 模型：输入是 r_e，输出是受控源
r
e
= 26 mV / I
E
（I
E
用直流 Q 点的值，单位 mA，结果单位 Ω）
为什么是 26 mV？
来自 PN 结方程在室温下的热电压 V T = kT/q ≈ 26 mV。温度不变时，r_e 只由静态电流决定。
共基组态同样适用（r_e 在 E-B 之间）：
原书图 5.18：共基 re 等效电路
5.2 固定偏置共射放大器：第一遍完整流程
电容对直流开路、对交流近似短路。把 VCC 交流接地、换上 re 模型：
原书图 5.20：共射固定偏置放大器
原书图 5.24：输入输出波形：注意输出与输入反相 180°——共射的招牌特征
Z
i
= β·r
e
｜ Z
o
= R
C
｜ A
v
= −R
C
/r
e
｜ A
i
= β
负号的意义：
输入升高、输出反而降低（经 R_C 压降放大）。共射是三种组态里唯一反相的。
5.3 分压偏置与射极偏置的交流账
分压偏置（Q 点稳）+ 旁路电容 CE（把 RE 交流短路，保住增益）是最常见的实战组合：
原书图 5.26：分压偏置共射放大器
旁路电容的作用：
不旁路时增益掉到 −R C /R E （很小）；旁路后恢复 −R C /r e 。代价是低频截止点抬高——增益和带宽的经典矛盾，第 9 章细说。
5.4 射随器与共基：性格互补
射随器（共集）：Zi 很大、Zo 很小、Av≈1——天生缓冲器：
原书图 5.36：射极跟随器：输出跟随输入，增益略小于 1
共基：Av 大且同相、高频性能好，但 Zi 只有 re（几十欧）：
原书图 5.42：共基组态交流分析
5.5 带上负载与信号源：两端口视角
真实电路总要接 RL（负载）和 Rs（源内阻），增益要打两次折扣：
原书图 5.54：三种负载情况：(a) 空载 (b) 带负载 (c) 再算上源内阻
原书图 5.61：两端口系统：把放大器看成一个黑盒
A
v
(带载) = A
vNL
·R
L
/(R
L
+R
o
) → 总增益再乘 R
i
/(R
i
+R
s
) 得源电压增益
5.6 级联与达林顿：增益不够，级数来凑
多级相乘：Av总 = Av1·Av2·…（注意前级输出阻抗 vs 后级输入阻抗的衰减）：
原书图 5.67：级联系统：总增益 = 各级增益之积
达林顿连接：两管复合，β 变成 β1·β2（几千倍），输入阻抗也更高：
原书图 5.73：达林顿组合：整体像一颗超 β 的三极管
5.7 re 模型 vs 混合模型
教材里还有一套 h 参数（混合）模型，两者本质相同，只是参数换算：hie = β·re，hfe = β：
原书图 5.101：混合模型与 re 模型对照：共射 / 共基一一对应
1. r_e 怎么算？用交流信号电流吗？
r_e = 26 mV / I_E，其中 I_E 是直流静态工作点的发射极电流，与交流信号大小无关（小信号前提）。
2. 共射放大器输出和输入相位关系如何？
反相 180°。基极电流增大 → I_C 增大 → R_C 压降增大 → 集电极电位下降。
3. 射随器的 A_v 约为 1，那它「放大」了什么？
放大的是电流和功率：I_e≈(β+1)I_b。同时完成阻抗变换——高输入阻抗、低输出阻抗，适合做缓冲级。
4. 旁路电容 C_E 拿掉会怎样？
R_E 进入交流通路，增益降为 −R_C/(R_E+r_e)，大幅变小；但输入阻抗提高、线性度变好。增益与性能需要权衡。